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    摘要：文中设计了一种应用于Class D音频放大器中高性能PWM控制。该控制能够在较宽的电源电压范围内，使调制锯齿波的输入电平及音频输入信号经过前置放大后的共模电平跟随电源电压的变化而变化。共模电平经过PWM比较器得到占空比随输入信号变化的控制信号，从而提高系统的输出功率。仿真结果显示，当电源电压在2.4~5 V范围变化时，音频信号和调制锯齿波的共模电平偏差在2 mV以内，同时锯齿波的幅度也随着电源电压的升高而升高，显示了良好的线性跟随性。
    关键词：自适应；电平位移；(液位计、物位计、物位变送器、液位变送器、电容式物位计、电容式液位计、电容式物位变送器、电容式液位变送器、物位开关、液位开关、电容液位计、电容物位计、液位仪表、物位仪表、电容液位变送器、电容物位变送器、射频电容式液位开关、射频电容式物位开关、电容式液位开关、电容式物位开关、音叉式液位开关)

    Class D音乐手机和iPad等便携式音乐设备对音频放大器要求高保真音质的同时，对放大器效率也提出了越来越严格的要求。D类放大器的实际效率可以达到90%以上，而且体积更小，因此代表了未来音频放大器的发展方向。同时D类放大器要求能工作在宽输入电源电压范围内，以增强D类放大器的通用性。其中PWM比较器是将输入音频信号（通常以正弦信号表示）与三角波或锯齿波信号进行比较，得到占空比跟随输入音频信号的PWM信号传统PWM控制方式是锯齿波信号的幅度范围保持固定不变。为在高电源电压时高输出功率而设置合适的锯齿波幅度，在低电源电压下会出现削波失真而无法正常工作。本文针对这个问题，提出了一种高性能PWM控制方式。将锯齿波信号的共模电平设计成跟随电源电压的变化，这样随着电源的升高，音频信号的幅度也可以随之拓宽，因此在低电源电压和高电源电压时都可以获得很高的输出功率，但是输入音频信号经过前置放大后共模电平会在基准电压电平VREF上，无法直接与锯齿波电平进行比较，这就需要位移电路将音频信号和锯齿波信号的共模电平位移到同一个参考电平上。本文所提出的方案主要包括了锯齿波产生电路和电平位移电路。
    1 电路架构分析和设计本文所提出的电路结构主要包括，锯齿波产生电路和电平位移电路。锯齿波产生电路产生一个幅值随输入电源VDD变化的锯齿波信号VSW,同时产生VDD的分压信号VD,输入到电平位移电路。电平位移电路是将VREF和VD进行线性叠加，使位移后音频信号VOUT的共模电平能反映电源电压的变化，VOUT和VSW的共模点在同一参号电平上，达到VREF自适应电源电压变化位移到VSW共模电平的目的。
    1.1 锯齿波产生电路如下图（1）为锯齿波产生电路图。

    锯齿波产生电路包括运放钳位模块OSC_OPA,电平比较器模块OSC_COMP和充放电模块。OSC_COMP模块是三端比较器，作用是将VSW电压与上阈值电平Vp和下阈值电平Vn比较，将其限定在Vp和Vn之间。如图1所示，R1、R2、R3和R4对输入电源分压得到上阈值电平Vp、下阈值电平Vn和电平VD,其中：

    IR5作为初始电流通过电流镜，给电容C0、C1提供充电电流，同时给OSC_OPA模块和OSC_COMP提供偏置电流。流过MOS管M10的初始充电电流为：
    电容C0充放电过程。首先忽略掉C1和M18.初始状态下，电容上没有电荷，电压为零，即VSW为地电平，与Vp和Vn比较后小于Vp和Vn,那么OSC_COMP输出SW2='0',关断M19,对电容C0恒流充电，当VSW大于Vp电平时，比较器OSC_COMP输出翻转，SW2='1',开启M19,将电容C0上的电荷通过小电阻R6快速放掉，直到VSW点电压降到低于Vn时，SW2='0',再次给电容C0充电。从第二周期开始，电容C0充电初始电压变为Vn,而不是地电平，如此循环反复，就输出一个幅值介于电平Vp和Vn之间的锯齿波。但是在M19开启将电容C0的电荷放掉时，C0上一部分电荷会用来抵消M19的沟道电荷，那么VSW就会瞬时下降而产生一个电压毛刺，C0上的电荷很可能放到Vn以下甚至地电位，对后面PWM的比较产生不利影响。为了消除这个毛刺，在电容C0并联一个小电容C1,给C0充电的同时也给C1充电，当C0放电时，比较器输出SW1为低电平，关断M18,那么C1上的电荷会转移到M19的沟道电容上，从而消除毛刺。同时在设计时，可以设置电阻R6偏大阻值，减缓锯齿波的放电过程。
    根据前面的公式推导，可以推出其频率公式。假设充电时间T,则有

    1.2 电平位移电路电平位移电路的思想是将共模电平VREF和VD以一定线性比例叠加，式（2）、（4）显示出VD与输入电源VDD成正比，同时与锯齿波VSW的幅值成正比，从而叠加后VREF会跟随VDD的变化位移到VSW的共模电平上。实际电路如图2所示。

    其中V1是输入音频信号经过前置放大后的信号，其共模电平等于VREF.其中两个虚线框中的电路可以等效为图3和图4所示。首先由A、B模块产生一股受VD控制不随电源电压VDD而改变的电流Iout,然后流过与V1相连的电阻0.5Rs叠加到VREF上。下面对Iout的电流产生做详细分析。

    其中A、B两模块中PMOS的电流镜，镜像比例均为1:1.图3中在a点可列出等式VGS14+IDRS=|VGS15|+VD         （9）图3中Ib为静态偏置电流，ID为输出到B模块中的电流。在图4中b点可得

    式（10）中，Ib1为静态偏置电流，镜像电流源IB的电流。VREF是由VREF决定的电压，Iout是从B模块输出的电流信号，它决定了VREF共模点的移动量。
    若适当调整电路的静态偏置，使MOS管M9与M14、M5和M15的过驱动电压Vov相等，而且近似认为M9与M14、M1和M15的阈值电压相等，式（9）和式（10）可以写为

    从式（18）中可以看到，VOUT是VREF和VDD的线性叠加。只要根据式（18），合理设置电阻比例和偏置电流IB就可以得到跟随VDD变化的VOUT,达到自适应电源电压变化的效果。
    下面从小信号角度重新验证。假设A模块的输入VD到输出VOUT的增益记为Av=GmROUT              （19）Gm由A模块中的带源极负反馈的共源极放大器决定，忽略沟道长度调制效应

    与式（18）结论一样，小信号增益为0.5,显示出VOUT在电源电压变化时始终能够跟随锯齿波的中间电平。
    3 仿真结果和分析采用UMC 0.6μmBCD工艺，在Cadence工作环境下，通过H-spice对电路性能进行了仿真。
    首先对比三种不同电源电压VDD=2.4 V、3.3 V和5 V下锯齿波产生电路产生的锯齿波信号VSW的幅度和周期特性。根据式（8）知，锯齿波的频率与VDD无关。而据式（4）知锯齿波的幅度与VDD成正比。如图5所示，三种电源电压下锯齿波的频率均为1.065 MHz,幅度分别为1.051 V,1.443 V和2.187 V,正好与三个电源电压成线性关系。图中锯齿波的下阈值电平都接近于地，是因为设置R4的阻值远小于R1、R2和R3,使VSW的输出幅值落在后级PWM比较器的共模输入范围之内。

    图6显示了加入电容C1前后，锯齿波信号毛刺消除的效果图。图6上波形无电容C1的情况，图6下则加入了C1.可以看到由于M19的瞬间开启导致的VSW的电压毛刺被明显削弱，已经被消除掉。

分别在电源电压VDD=2．4 V、3.3 V和5 V情况下对本文所设计整体电路做了验证。设定三种情况下VREF=1．24 V。其中实线为图2中VSW，虚线为VREF移位后的电平VOUT。仿真波形如图7所示。

    当VDD=2.4 V时，测出来VOUT=1.11 V,VSW的平均值为1.108 V;当VDD=3.3 V时，测出来VOUT=0.784V,VSW的平均值为0.783 V;当VDD=5.0 V时，测出来VOUT=0.636 V,VSW的平均值为0.636 V.仿真结果显示输入电源在2.4~5 V之间变化时，VOUT和VSW的平均值最多相差2 mV,显示出位移后的VREF能够很好地跟随锯齿波的共模电平。
    4 结束语本文设计一种高性能PWM控制方式，应用在Class D音频放大器中，在很宽的电源电压范围内实现很大的输出功率。所设计的电路结构使调制锯齿波的幅度与电源电压成正比关系，然后将输入音频信号前置放大后的共模电平从原来的VREF位移到调制锯齿波的共模电平上，就实现了拓宽音频输入幅度范围的目的。仿真结果显示，当电源电压从2.4 V变换到5 V时，锯齿波信号幅度始终跟随电源的变化，而且输入到PWM比较器的两个信号调制锯齿波和音频信号的共模电平之间的偏差仪在2 mV以内，达到了预期设计的目标。